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无线电技术类论文 基于电磁谐振耦合式无线电能传输装置的研究

2018-12-10 16:03:56来源:组稿人论文网作者:婷婷

  摘要

  随着科学技术水平的提升以及人们对供电方式的要求日益提高,作为新型能量传输技术的无线电能传输技术越来越受到研究人员的重视,目前最受青睐的无线电能传输技术之一当属电磁谐振耦合式无线电能传输技术。

  电磁谐振耦合式无线电力传输技术是利用磁谐振耦合来实现的,在电力领域中属于前沿技术,具有非常巨大的发展潜力,它可以高效,灵活的进行能量的无线传输。电磁谐振耦合式无线电力传输技术作为一种新的能源传输技术,具有非常广阔的发展前景和非常重要的运用价值。

  本文主要在以下几个方面展开研究:

  (1)对电磁谐振耦合式无线电能传输技术进行理论上的分析,然后对电磁谐振耦合式无线电能传输系统的工作原理进行了分析,并且电磁场被分成了近区磁场和远区磁场,分析表明,系统的传输范围主要在近区磁场,系统的两个线圈在同一频率下自谐振,产生以谐振线圈为中心的时变磁场,两个谐振线圈之间通过时变磁场不断的进行能量交换,从而实现电能的无线传输;

  (2)对电磁谐振耦合式无线电能传输系统中的各个组成部分进行选型与设计,介绍了电磁谐振耦合式无线电能传输系统中的高频逆变电路、谐振耦和环节、高频整流滤波稳压电路等各主要部分的的选型和设计;

  (3)对发射电路及接收电路进行仿真分析。

  关键词:电磁谐振,耦合,无线电能传输,仿真

  第一章 绪论

  1.1 课题研究背景及其意义

  近些年来随着科技的快速发展,各种各样的电器以及功能越来越强大的诸如智能手机,手提电脑,平板电脑等电子产品进入我们的日常生活中。然而,这些需要一直消耗电能的电器及电子设备大多需要以有线的方式从固定电源处获取电能,即这些电器及电子设备和电源之间要以金属导线进行连接才可以正常工作。这样的连接方式虽然有连接简单,电能传输的效率较高等优点,然而缺点也同样存在。首先,输电用导线一般由金属材料制成,并且导线规格繁杂多样,为了支持各种电器及电子设备,布线会变得非常冗杂,各种连接线占用了大量的金属资源和空间资源,需要电能支持的电力电子设备也要根据导线的排布而摆放,尤其是对移动设备的灵活性影响很大。其次,当前的电力电子设备一般采用金属插头和插座接触供电,这样的供电方式极易产生电火花发生危险,并且有摩擦和磨损,对电气设备的可靠性、安全性和使用寿命产生影响,尤其是在各种恶劣的条件中,比如存有易燃、易爆物品的仓库,水下作业,空气潮湿或者存在易燃易爆气体的矿井里,传统的有线输电方式在安全性上更加不能保证。在这种情况下,尽快发展无线电能传输技术就显得尤为重要了。

  1.2 电磁谐振耦合式无线电能传输技术及国内外研究现状

  最早的对无线电能传输技术的研究开始于一百多年前,美国科学家尼古拉·特斯拉(Nikola Tesla)早在1900年就已经开始进行无线电能传输的研究,他的目标是利用Wandenclyffe Tower向整个地球无线分配电能,然而由于科学技术上的限制以及资金的缺乏,这个伟大的设想至今仍然没有实现,但是这个设想为后人们在无线电能传输技术的研究上提供了参考依据。一个世纪以来,各国科学家在无线电能传输技术方面不断的探索和研究,取得了相当丰硕的成果,在中国科协成立五十周年的庆祝活动中,无线电能传输技术更是被列为“十项引领未来的科学技术”之一。

  目前,经过多年的发展和完善,无线电能传输方式主要有三种:电磁感应方式,微波方式和电磁谐振耦合式。其中发展较完善的传输方式为电磁谐振耦合式。

  电磁谐振无线电能传输装置的基本原理图如图1.3所示。电磁谐振耦合式无线电能传输装置的工作原理是,高频电源端输出高频输入信号,经过阻抗匹配网络后输入发射线圈,通过以谐振线圈为中心的时变磁场,发射线圈与接收线圈间产生谐振,此时再经由负载驱动电路将磁信号转化为电信号,为负载供电,从而实现电能的无线传输。

  负

  载

  驱

  动

  电

  路

  阻抗匹配网络

  谐振线圈

  负

  载

  高频

  电源

  发射电线 接收天线

  图1.3 电磁谐振耦合式无线电能传输装置基本结构原理图

  在2006年11月的AIP工业物理论坛上,美国麻省理工学院(MIT)的教授Marin Soljacic第一次提出了电磁谐振耦合式无线电能传输技术,他认为如果具有一样谐振频率的物体之间组成耦合谐振系统,常常会发生“强耦合”运行状态,谐振体间会进行效率非常高的能量交换,因而提出了以时变磁场为耦合介质的谐振式无线能量传输。次年,Marin Soljacic教授带领的研究小组宣布它们成功进行了中程距离的无线电能传输,利用两个一样的螺旋型线圈之间的强耦合谐振,使距离2m远的60W电灯成功被点亮,如图1.4-a所示。2008年8月,Intel西雅图实验室的Joshua R.Smith课题组,利用电磁谐振耦合无线能量传输装置,在1m的距离给60W电灯输送电能,并且效率达到了75%,如图1.4-b所示。

  图1.4-a 螺旋型实验装置 图1.4-b 平面型实验装置

  麻省理工学院的谐振耦合式无线电能传输研究具有非常重要的意义,他们提出并实现了使用谐振耦合技术和利用近、远区场来进行磁场划分的两种设想。在这种方法被实现之前,电磁波就已经广泛应用于通信领域,并且相关技术已经发展的相当成熟。然而当时近场区并没有得到很好的利用,反而被当作是造成电磁干扰的主要因素。因此当时对于近场区理论的研究处于一种空白的状态。但是MIT的科研人员们正是对这个空白处进行深入的研究,在无线电能传输系统中完全倚仗近区磁场对系统进行研究。

  1.3 本文的主要研究内容

  首先从理论上对电磁谐振耦合无线电能传输过程中磁场的传播情况进行了分析,同时对电磁谐振耦合式无线电能传输系统的工作原理以及系统的组成进行分析。

  其次,对电磁谐振耦合无线电能传输系统各个部分的电路的选型和设计进行分析,并且提出系统各个主要部分的设计方案与设计理由。

  最后,对电磁谐振耦合无线电能传输系统的电能传输过程进行研究,并且对发射电路和接收电路进行仿真分析。

  第二章 电磁谐振耦合式无线电能传输系统的理论基础

  2.1 电磁谐振耦合式无线电能传输系统的工作原理

  电磁谐振耦合式无线电能传输系统的基本理论基础是麦克斯韦电磁场理论,我们将以理论为基础来分析电磁谐振耦合式无线电能传输过程中的磁场情况。。

  麦克斯韦电磁场理论认为,运动电荷或者交变电场的周围可以产生磁场,而交变磁场又可以产生电场。图2.1是螺旋线圈周围磁场的分布图,H为磁场强度,当交变电流流经螺旋线圈时它的周围会产生交变磁场。离中心线圈越近,磁场强度H越大。

  图2.1 螺旋线圈磁场分布图

  如图2.2所示,发射源发出高频信号,x为发射线圈与接收线圈间的距离。从图中我们可以看到,发射源周围的磁场被分成了近场区和远场区两大部分。近场区为距发射线圈λ/2π(λ为电磁波波长)的距离,远场区为λ/2π到无穷远。在这里,磁场强度和电场之间在近场区范围内没有具体的关系,然而这两者之间在远场区被却有比例关系,一般情况下,高电压低电流的时候,电场强度远大于磁场强度;而在低电压高电流的时候,磁场强度远大于电场强度。

  x

  ∞

  远场区

  λ2π

  近场区

  发射源

  图2.2 近场区和远场区的划分

  由图可以看出,在近场区中的电磁能量基本上发送端和接收端之间周期性传递,但是电磁场强度会在远场区持续减弱,减弱速度随着距离的增加而加快,此时电磁波进入远场区时将不再返回到线圈产生共振效应。

  在近场区电磁场较强,系统传输电能的有效区域为发射线圈λ/2π的范围内,超出这个范围的话传输电能的能力就会变得非常弱,因此电磁谐振耦合式无线电能传输系统的传输范围主要是在近场区。

  就像声音的振动、钟摆的运动等,我们都可以称之为谐振。在那么多谐振现象中,电磁谐振耦合式无线电能传输技术利用的则是电路中的谐振。根据耦合模理论,假如物体m受力产生振动,并且与其他物体n产生谐振,那它们之间的关系如下

  amt=iωm-Γmamt+n≠mjΚmnant+Fmt (2.1)

  其中,物体m和其他物体n的谐振情况用amt和ant表示,amt的谐振角频率为ωm,amt的固有谐振衰减率为Γm,Κmn为m和n的耦合系数,驱动物体m谐振的量是Fmt。

  假定只有两个物体发生共振,其中S表示发射线圈,D表示接收线圈,Κ为耦合系数,如果接收线圈直接和负载相连,那么接收线圈D的衰减率中就包括了其本身的衰减率ΓD和由负载引起的附加衰减率ΓW,因此接收线圈的总衰减率为ΓD´=ΓD+ΓW,而发射线圈的衰减率为ΓS。

  此时定义传输效率为负载所获得的能量与谐振源所提供的能量的比值,由耦合模理论得,当两个线圈同时达到完全共振时,传输效率η最大,η可表示为

  η=ΓWaD2ΓSaS2+ΓD+ΓWaD2=ΓDΓWΚ2ΓSΓD1+ΓWΓDΚ2ΓSΓD+1+ΓWΓD2 (2.2)

  当ΓWΓD=1+Κ2ΓSΓD12的时候η将获得理论最大值。在以能量传输为目标的情况下,ΓWΓD应尽量大,所以也应该让Κ2ΓSΓD尽可能大。一般情况下,当Κ2ΓSΓD>1时,我们就认为系统产生了“强耦合”。

  在电磁谐振耦合式无线电能传输系统中,系统是怎样利用“谐振”来完成能量的传输的呢?我们以麻省理工学院研究室的能量传输系统为例进行说明,如图2.3.

  图2.3 强磁耦合谐振式无线能量传输系统原理图

  上图中,A是振荡电路,S是发射线圈,D是接收线圈,B是负载电路。发射电路A产生高频磁场,为系统提供高频信号。其中,A,S,D,B具有相同的固有频率。首先由振荡电路A产生高频磁场,发射线圈S在高频磁场的作用下发生谐振,这时发射谐振线圈S与接收线圈D在谐振频率下发生强磁耦合谐振,最后,接收线圈D再通过耦合把能量传递给负载回路B。所以上述能量的传输过程是由A传递到S,再由S传递到D,最后由D传递给B,这就是电磁谐振耦合式无线电能传输的整个过程。

  通过上述的分析,我们可以得知电磁谐振耦合式无线电能传输的基本原理其实就是电磁感应定律。两个谐振线圈间通过时变磁场进行能量交换,从而来进行电能的无线传输。

  2.2电磁谐振耦合式无线电能传输系统的系统构成

  电磁谐振耦合式无线电能传输系统的结构图如图2.4所示,该系统由发射端和接收端两部分组成。其中发射端包括发射线圈和高频逆变电路;接收端则包括接收线圈、整流滤波电路和负载。

  谐振线圈

  接收线圈

  发射线圈

  整流滤波电路

  高频逆变电路

  -

  +

  负载

  ——

  DC

  图2.4 电磁谐振耦合式无线电能传输系统就构图

  在这个系统中,高频逆变电路,谐振耦合和整流滤波电路是电磁谐振耦合式无线电能传输系统中最为关键的三个部分,因此想要实现无线能量传输首先需要解决这三个部分的技术问题。下面就从这三个方面对系统的主要部分进行一定程度上介绍。

  2.2.1高频逆变电路

  高频逆变的作用是将直流信号逆变成高频信号,并将其送到发射线圈中。高频逆变电路应满足以下条件:(1)开关管工作在高频状态下;(2)输出的高频电流应是具有较低波形畸变度的正弦波电流;(3)尽量控制并降低高频逆变部分的损耗,以提高系统的效率。

  2.2.2谐振耦合

  发射线圈和接收线圈的写真耦合是实现无线传输的基础,是电磁谐振耦合式无线电能传输系统中最为关键的部分。两个具有相同特定谐振频率的空心线圈,当该特定频率的高频信号流经发射线圈时,发射线圈会向其周围发射电磁能,这个时候接收线圈与发射线圈发生谐振,接收线圈中也会产生相同频率的感应信号。

  2.2.3整流滤波电路

  由于无线电能传输系统接收端收到的主要是高频交流电,系统中的工作频率比较高,因此应采用快速恢复型的二极管用于整流滤波电路中。另外由于瓷片电容的等效电感较小且工作频率高,因此选用瓷片电容作为系统电路中的电容。

  第三章 电磁谐振耦合式无线电能传输系统的设计

  从上一章可知,电磁谐振耦合式无线电能传输系统主要包括高频逆变电路、发射射线圈、接收线圈和整流滤波电路,如图3.1所示。系统中各部分都对系统从传输效率方面有着很重要的作用,因此要慎重的对系统各个部分进行选型和分析。

  接收线圈

  整流滤波电路

  负载

  发射线圈

  高频逆变电路

  高频正弦信号

  依靠谐振传递

  能量

  图3.1 电磁谐振耦合式无线电能传输系统架构图

  3.1 高频逆变电路的设计

  3.1.1 高频逆变电路的选型

  高频逆变电路作为无线电能传输系统的重要组成部分,该部分设计的优劣对系统的传输效率有着非常重要的影响。因为电磁谐振耦合式无线电能传输的谐振频率都在MHz以上,而逆变电路的最高频率只有数百KHz,不能满足谐振器的工作频率要求,所以要选用高频振荡电路作为信号源。所以可以参考MIT的方案,然而因为MIT涉及的振荡器的输出电压太高(2kV),在这种条件的限制下,选用功率较小的西勒震荡电路。因为所设计的振荡电路的频率只有非常有限的调节范围,因此用信号发生器作为信号源,然而信号源的功率有限,就需要设计一款高效的功率放大电路。功率放大器均是以提高功放效率为主要目标的,可分为A类、B类、C类、D类、E类。通过对它们进行比较,我们可以发现E类功放设计比较简单并且效率较高,因此本文选用E类功放作为功率放大器。

  3.1.2 E类功率放大器的工作原理

  由于设计简单且效率高,E类功率放大器被广泛应用于各种不同的频率范围,功率电平范围可从1W到几kW(低RF)不等。E类放大器单管工作于开关状态,根据这个特点,比较适合选取合适负载网络参数,来使它的瞬态响应运行在最佳状态,这样即使开关转换时间与工作周期较长时,也可以避免在开关器件内产生过高电压或电流,因此也就避免了在开关转换瞬间内的器件功耗,从而克服了E类放大器的缺点。

  如图3.2,所示为E类放大器的基本电路,图中L0C0位串联调谐回路,C1为晶体管的输出电容,C2为外加电容,以使放大器获得理想的性能,同时也消除了在D类放大器中由C1所引起的功率损失,也就提高了放大器的功率。

  图3.2 E类功率放大器的原理电路

  如图3.3所示,为图3.2的等效电路。图3.4位各部分的电压与电流波形。为了使放大器的效率保持较高的水平,在S刚接通的瞬间,漏极电压波形的斜率应为duDdt,同时此时的漏极电流应当等于零,这时即为最佳工作状态。在S从断开到导通的瞬间,漏极电压与电流均为零,在这转换瞬间的功率损耗可以忽略不计,这种情况下效率自然提高。

  ˗

  u0

  +

  RL

  i0

  C=C1+C2

  iC

  C

  S

  iS

  -

  uD

  +

  Icc

  L'

  jX

  Vcc

  理想网络

  L0C0的等效形式

  图3.3 E类放大器的等效电路

  图3.4 E类放大器的电压、电流波形

  3.1.3 E类功率放大器的设计步骤

  由于E类功率放大器的数学分析十分繁琐,因此仅研究占空比为50%(导通角为180°)的最佳工作情况。已知工作频率为f、输出功率为P0、电源电压为VCC。

  (1)选管

  uDmax≥3.56VCC (3.1)

  (2)计算RL和RL'

  设电感L的空载Q值为Q0,有载Q值为QL,则电感L的损耗电阻为

  rL=QLRLQ0-QL (3.2)

  RL'=RL+rL (3.3)

  1)将规定的等效负载电阻RL0替代两式中的RL,可计算出rL和RL',然后按下式验算输出功率是否满足要求:

  P0=0.5786VCC-VDES2RLRL+rL2 (3.4)

  如若满足要求,就可以不加阻抗变换网络。然而如果不能满足要求,则可按2)进行估算,并插入阻抗变换网络。

  2)当输入功率不足时,需要重新估算RL和RL',即

  P0'=P01+rLRL (3.5)

  一般负载网络的损耗约占输出功率的3~4%,即

  rLRL=3~4% (3.6)

  将式(3.6)代入式(3.5),可求出P0'。

  又由

  P0'=0.5786VCC-VDES2RL+rL (3.7)

  则

  RL'=RL+rL=0.5786VCC-VDES2P02 (3.8)

  根据式(3.6)和式(3.8)可求出RL和RL'。

  (3)计算效率η0,η以及电源供给功率Pd0等

  有关计算公式如下:

  A=1+0.82QLf∙tf (3.9)

  η0=1-2πA26-VDESVCC1+A-2πA261-2πA212 (3.10)

  Pd0=η0P0' (3.11)

  η=P0Pd0 (3.12)

  Id0=Pd0VCC (3.13)

  iDmax=2.86Id0 (3.14)

  求出iDmax后,可检验晶体管的最大集电极电流ICM是否满足ICM≥iCmax。

  (4)计算负载网络参数

  计算公式为

  L0=QLRL'2πf (3.15)

  C0=12πfQLRL'1+1.11QL-1.7879 (3.16)

  C=0.18362πfRL'1+0.81QLQL2+4 (3.17)

  因为C=C1+C2,确定C1后C2就可以计算出来。

  L'≥102πfC0 (3.18)

  (5)谐波输出

  如果QL较小,谐波抑制度无法满足要求时,插入阻值变化的滤波器能抑制谐波输出,从而另它满足要求。

  (6)E类功率放大器的电路图

  在电路图中,同时要考虑到实际电路中保护电路,所设计出的E类功率放大器电路如图3.5所示。

  10Ω

  30pF

  220pF

  3.2μH

  330pF

  100pF

  10nF

  D5

  D4

  D3

  D2

  D1

  激励

  100nF

  Icc

  33μH

  Vcc

  图3.5 E类功率放大器的实际电路

  本文所设计的E类功放电路的具体参数如标3.1所示。

  表3.1 E类功放电路的计算数据

  参数计算数值电感L的损耗电阻rLΩ2.08电感L0μH3.2电容C0pF253.06电容CpF441.18扼流线圈电感L'μH14.44输出功率P0W20.9

  3.2 开关管选取及驱动电路设计

  3.2.1 开关管的选取

  因为本文要用到的高频逆变电路的频率需要在1MHz以上,所以开关管选取MOSFET管。MOSFET管具有工作频率高、输入阻抗高及安全工作区段宽等优点,选择MOSFET管时,应尽量选择耐较低、寄生电容小的MOSFET管,但是首先是要符合电路的耐压条件。因此,本文所设计的系统中选用IRF840作为开关管,其主要参数如表3.2.

  表3.2 IRF840的主要参数

  参数典型值最大漏源电压/V500门极最大驱动电压/V20输入电容/pF1225反馈电容/pF85最大漏极电流/A8导通电阻/Ω0.85输出电容/pF200

  3.2.2驱动电路的设计

  高频逆变电路的驱动芯片必须满足工作频率高、驱动电流大的条件,恰好IR2110可以满足这两个条件,因此本文选用IR2110作为高频逆变电路的驱动芯片。IR2110的主要参数如表3.3所示。

  表3.3 IR2110的主要参数

  参数典型值/ns最大值/ns开通延迟时间ton120150关断延迟时间 toff94125开通上升时间tr2535关断下降时间tf1725输入关闭延迟时间tsd110140

  3.3 谐振线圈的设计

  在目前的无线电能传输技术的研究中,最常用的磁路结构有可分离变压器式,平面螺旋式,螺线管线圈式等。其中,螺线管线圈具有传输距离远,传输效率高以及方向性良好等优点。因此,本文将选用螺线管线圈进行试验和分析。

  低频电路中螺旋线圈可等效为RL串联电路,由于低频电路中电阻很小,可以等效为纯电感电路。但是在高频电路中,螺旋线圈除了有自身电感外,还有高频电阻和高频寄生电容,等效模型如图3.6。

  图3.6 空心线圈高频等效电路

  3.3.1线圈高频电阻

  线圈的高频电阻包括高频损耗电阻和高频辐射电阻。式(3.19)、(3.20)是高频条件下空心线圈的两个损耗电阻的计算公式:

  高频损耗电阻

  R0=ωμ02σl2πa=ωμ02σnra (3.19)

  高频辐射电阻

  Rr=μ0ε0π12n2ωrc2+23π3ωhc2 (3.20)

  式中,μ0为磁导率,σ为线圈的电导率,ε0为空气的介电常数,r为线圈的半径,a为线圈的线径,n为线圈的匝数,h为线圈匝间距,l为线圈的长度。在谐振耦合系统中,因为其谐振频率在0.5-25MHz范围内,一般情况下Rr≪R0,所以可以忽略高频辐射电阻,线圈的内阻就可以表示为R=Rr+R0≈R0。

  3.3.2线圈高频电容

  如图3.6所示,是将这些分布电容之和与线圈的电阻R形成的一个并联的等效电路,它其实就是一个由R、L、C组成的并联谐振回路,其谐振频率为

  f=12πLC (3.21)

  根据线圈的等效电路,在直流和低频状态下,R和C都非常小,故可以将该电路看作纯电感电路。然而电阻和分布电容会随着工作频率的提高而增大,在电感线圈的固有频率下容抗、感抗相同时会发生谐振现象。当工作频率继续增大时,分布电容就越大,这时电感在数值上小于电容。因此,电感线圈只有在固有频率一下的频率工作才会呈感性。

  3.3.3线圈谐振电感

  线圈电感量的大小,通常是由电路的需要来确定。Q值的大小,直接反映线圈损耗的大小,当Q值越小,线圈的损耗就越大。

  品质因数Q在数值上等于线圈在交流条件下的感抗和线圈在直流条件下的电阻的比值,即

  Q=2πfLR=ωLR (3.22)

  由式(3.22)可知,Q值越大,谐振电路的效率越高,损耗就越小。

  而谐振线圈的电感量可由式(3.23)计算

  L=μ0N2rln8ra-1.75 (3.23)

  式(3.23)中N是线圈的匝数,r为线圈的半径,a为导线的截面半径。

  3.3.4线圈互感的计算

  发射线圈与接收线圈虽然没有直接相连,但是通过互感可以将发射线圈的电能传输到接收线圈上。互感的大小,与多种条件有关,下面就针对实验中可能出现的几种线圈位置来分析一下线圈的互感。

  (1)同轴平行的两个线圈之间的互感

  图3.7 同轴平行的空心线圈空间结构

  如图3.7所示为同轴平行的两个线圈空间结构图,Ls为发射线圈,r1为发射线圈Ls的半径,N1为发射线圈的匝数,LD为接收线圈,r2为接收线圈LD的半径,N1为接收线圈的匝数,两个线圈之间的互感则为

  M=μ0πN1N2r12r222r12+d32r1>r2 (3.24)

  (2)非同轴平行的空心线圈之间的互感

  非同轴平行的两个线圈空间结构图如图3.8所示,设接收线圈LD的圆心坐标为(0,t,h),这时接收线圈的参数方程为

  x=r2cosθy=r2sinθ+tz=h (3.25)

  发射线圈的参数方程为

  x=r1cosφy=r1sinφz=0 (3.26)

  由此可得

  dl1=-r1sinφ+r1cosφdφdl2=-r2sinθ+r2cosθdθdl1dl2=r1r2cosθ-φdθdφ (3.27)

  得出两线圈之间的互感为

  M=μ0N1N24πl1l2dl1dl2r=μ0N1N24π02π02πr1r2cosθ-φdθdφRQN (3.28)

  其中

  RQN=r1cosφ+r1cosθ2+r2sinθ+t-r1sinφ2+h2 (3.29)

  图3.8 非同轴平行的空心线圈空间结构

  3.4谐振电容的选择

  电容器中纸介电容器、电解电容器、瓷片电容器是最常见的几种。在电容器的选用中,首先必须了解电容量是否达到要求,再次,应根据具体电路的额定电压来选用电容器。应当优先考虑介质损耗小、绝缘电阻大、漏电流小的电容器。

  我们必须考虑电容器形状的选择,并且根据需要使用适当大小的电容器。高频电路电容器的选择过程中,还要考虑电容器的频率特性。随着频率增加,电容器的电容量和介电常数将下降,从而提升损耗。在高频状态下,电容器本身的一般稳定性会受到影响,因为在高频状态下普通电容器的绝缘电阻会大大下降,而且引出线也会对系统有影响。因此普通电容器不适用于高频电路。

  高频性能较好的电容器有瓷片电容(Ceramic capacitor),通常用于高稳定振荡回路中,如图3.9所示。瓷片电容具有可靠性好、耐高温,抗高电压和大电流冲击等优点,非常适合在高频电路中使用。

  图3.9 瓷片电容

  根据上述分析,本文将选用瓷片电容器作为谐振耦合无线电能传输系统的谐振电容。

  3.5 整流滤波电路的设计

  3.5.1 整流电路

  在电磁谐振耦合式无线电能传输系统中,需要对高频交流电压进行整流处理。半波式整流、倍压整流和桥式整流是比较常用的整流电路。通过对比我们可以发现桥式整流电路相比其他电路具有明显的优势,例如效率更高,安全性更好,因此本文选择单相桥式整流电路对高频电路进行整流处理,电路图如图3.10所示。

  图3.10 单相桥式整流电路

  由于系统的工作频率比较高,一般可以达到MHz,因此选用高效整流二极管HER107搭整流桥,HER107的具体参数如表3.4所示。

  表3.4 高效整流二极管HER107参数

  型号最大正向平均整流电流反向重复峰值电压最大反向恢复时间反向电流HER1071A800V75ns100μA

  3.5.2 滤波电路

  为了保证系统的输出电压是稳定的直流电压,还需要在接收电路中设置滤波电路。滤波电路可分为有源滤波和无源滤波,因为本系统中对电压的要求不高,所以本文选用无源滤波电路。

  目前应用较广的无源滤波电路有电容滤波、电感滤波及复式滤波。

  图3.10是一种应用较广的电容滤波电路。该电路设计中的主要数量关系为

  (1)输出电压平均值 空载时,R是无穷大,放电时间常数为无穷大,输出电压最大,Ud=2U2。通常在设计时根据负载的情况选择电容C值,使RC≥3~52T,T为交流电源的周期,此时输出电压为Ud≈1.2U2。

  (2)电流平均值 输出电流平均值IR为:IR=UdR

  (3)二极管承受的电压 二极管承受反方向电压最大值为变压器二次侧电压最大值,即2U2。

  图3.10 单相桥式整流电容滤波电路

  根据电容滤波电路中的数量关系,可知电容滤波电路主要应用于对输出电压要求较高,负载电流较小的场所。

  电感电容滤波电路是在滤波电容之前串联一个电感,线圈中会产生自感电动势来阻碍线圈中电流的变化。频率越高,电感越大,滤波效果越好。具有电感滤波电路的整流电路主要用于电流较大、要求输出电压脉动很小的场所。

  π型复式滤波相当于在电感电容滤波电路前并联一个滤波电容,这样滤波效果比LC滤波更好。当电阻R越大,电容C越大,滤波效果就越好,然而同时R太大的话也将使直流压降增大。因此该滤波电路适合输出电压脉动较小且负载电流较小的场合。

  根据上述分析,系统的滤波电路采用π型滤波更为合适。

  3.5.3 稳压器件

  本文的稳压器件选用L7805,它是一种只有输入端、接地端和输出端三条引脚的三段稳压集成电路。L7805的输出电压为+5V,最大输出电流为1.5A。L7805的主要参数如表3.5所示。

  表3.5 L7805的主要参数

  型号最大输入电压最小输入电压压降最大输出电流L780535V7V2V1.5A

  系统接收端主电路如图3.11所示,滤波电路采用RC-TT型滤波电路,它利用R和C对输入回路整流后电压的交直流分量的不同分压作用来实现滤波。

  C3

  负载

  稳压器

  C2

  C1

  R

  D4

  D3

  D2

  D1

  图3.11 系统接收端电路

  第四章 电磁谐振耦合式无线电能传输的仿真实验

  仿真是一种成本低并且可以根据仿真结果找出系统中缺陷和问题的有效方法。对系统进行仿真分析,根据结果可以为设立实验装置提供参考。本章使用MATLAB对系统中的发射电路和接收电路进行仿真与分析。

  4.1发射电路的仿真分析

  如图4.1为电磁谐振耦合式无线电能传输系统发射端的主电路图,是根据第三章来设计的高频电路,其中放大器为E类放大器,方波输入频率为3.73MHz,输入电压DC=24V,R1=10Ω,L0=1.58μH,L1=33μH,L2=1.5μH,D1、D2采用开关二极管IN4148,Q1采用场效应管IRF840,其中L0是激励线圈电感。

  如图4.2为发射电路的仿真波形。由图中我们能够看出,激励线圈L0上的电压幅值在被E类放大器放大后变得很高,电压峰值可以达到125V,且输出波形为正弦波,可以满足我们的要求。

  R1

  10Ω

  C4

  30pF

  C0

  220pF

  L2

  1.5μH

  L0

  1.58μH

  C5

  330pF

  C2

  100pF

  C3

  10nF

  D5

  IN5360B

  D4

  IN4148

  D3

  IN4148

  Q1

  IF840

  L1

  33μH

  D2

  1N4148

  D1

  1N4148

  3.73MHz

  10V

  V1

  C1

  100nF

  24V

  VCC

  图4.1发射电路图

  图4.2发射电路仿真波形

  4.2接收电路的仿真分析

  如图4.3为电磁谐振耦合式无线电能传输系统接收端主电路图,其中我们使用桥式整流电路来作为接收电路。由于发射端频率为3.73MHz,因此接收端电压频率同样为3.73MHz。二极管用于整流,C1为1μF的陶瓷电容,达成滤掉高频并且输出直流的滤波作用。电阻R1为100Ω的电阻,我们将示波器接在R1上,这时会出现经过整流滤波后的波形,观察并分析。

  R1

  100Ω

  C1

  12nF

  R2

  10Ω

  C3

  1μF

  D4

  BYD11

  D2

  BYD11

  D1

  BYD11

  D3

  BYD11

  10Vpk

  3.73MHz

  V1

  图4.3接收电路图

  图4.4接收电路仿真波形

  如图4.4为接收电路的模拟波形,从图中我们能够看出,在经由桥式整流滤波后,电阻R1上的电压为6.6V,基本达到了整流滤波前的两倍,由此我们可以看出该整流滤波的效率非常高并且损耗很低。另外输出波形为直流波形,可以满足我们的要求。

  结论

  本文主要研究电磁谐振耦合式无线电能传输系统,主要完成了一下几个工作:

  (1)对当前三种主流的无线电能传输技术中发展最为完善的电磁谐振耦合式无线电能传输技术进行了介绍,并且分别对这种技术的特点、优缺点以及国内外的研究现状进行了介绍。

  (2)对电磁谐振耦合式无线电能传输技术从理论方面进行了分析,并且得出了电磁谐振耦合式无线电能传输系统的传输范围主要在近区磁场。另外还描述了电磁谐振耦合式无线电能传输系统的工作原理,即系统中的两个线圈在相同频率下自谐振产生时变磁场,这个时变磁场的中心为谐振线圈,两个线圈在时变磁场的作用下进行连续的能量交换,从而实现电能的无线传输。

  (3)对电磁谐振耦合无线电能传输系统的的重要部分进行了设计分析,其中包括高频逆变、谐振耦合、高频整流滤波等。先对各种高频逆变电路进行了仔细分析,根据系统的实际情况,选择E类放大电路作为系统的高频逆变电路,介绍了开关管的选取、驱动电路及方波信号产生电路的设计;其次介绍了谐振耦合环节中线圈的结构的选型与设计分析了空心螺旋线圈的参数:高频电阻、高频电容、线圈谐振电感、谐振电容以及线圈互感等参数;最后对整流滤波电路的选型与设计进行了分析,对每个环节都给出了一般性的设计措施。

  (4)通过对发射部分的功率放大电路进行仿真,得到了需要的发射频率、波形和电压,证明了E类功率放大电路在电磁谐振耦合式无线电能传输中应用的可行性,为后面制作实验装置提供了参考。通过对接收电路的仿真分析,解决了高频整流滤波的问题,证明了 桥式整流和π型滤波在高频整流中的可行性。

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